Простой импульсный бп для умзч. Импульсный блок питания для унч Схема стабилизированный иип для умзч

Д. КОЛГАНОВ, г. Калуга

Импульсные источники питания широко используются в современной радиоэлектронной аппаратуре. Чаще стали применять их и радиолюбители, о чем свидетельствует возросшее число публикаций в радиотехнической литературе, в частности в журнале "Радио". Однако в большинстве случаев описываются относительно маломощные конструкции. Автор публикуемой статьи предлагает вниманию читателей импульсный блок питания мощностью 800 Вт. От описанных ранее он отличается применением в преобразователе полевых транзисторов и трансформатора с первичной обмоткой со средним выводом. Первое обеспечивает более высокий КПД и пониженный уровень высокочастотных помех, а второе - вдвое меньший ток через ключевые транзисторы и исключает необходимость в развязывающем трансформаторе в цепях их затворов.

Недостаток такого схемного решения - высокое напряжение на половинах первичной обмотки, что требует применения транзисторов с соответствующим допустимым напряжением. Правда, в отличие от мостового преобразователя, в данном случае достаточно двух транзисторов вместо четырех, что упрощает конструкцию и повышает КПД устройства.

В импульсных блоках питания (ИБП) используют одно- и двухтактные высокочастотные преобразователи. КПД первых ниже, чем вторых, поэтому однотактные ИБП мощностью более 40...60 Вт конструировать нецелесообразно. Двухтактные преобразователи позволяют получать значительно большую выходную мощность при высоком КПД. Они делятся на несколько групп, характеризующихся способом возбуждения выходных ключевых транзисторов и схемой включения их в цепь первичной обмотки трансформатора преобразователя. Если говорить о способе возбуждения, то можно выделить две группы: с самовозбуждением и внешним возбуждением. Первые пользуются меньшей популярностью из-за трудностей в налаживании. При конструировании мощных (более 200 Вт) ИБП сложность их изготовления неоправданно возрастает, поэтому для таких источников питания они малопригодны. Преобразователи с внешним возбуждением хорошо подходят для создания ИБП повышенной мощности и порой почти не требуют налаживания.

Что касается подключения ключевых транзисторов к трансформатору, то здесь различают три схемы: так называемую полумостовую (рис. 1, а), мостовую (рис. 1, б) и с первичной обмоткой, имеющей отвод от середины (рис. 1, в). На сегодняшний день наибольшее распространение получил полумостовой преобразователь . Для него необходимы два транзистора с относительно невысоким значением напряжения Uкэ max. Как видно из рис. 1, а. конденсаторы С1 и С2 образуют делитель напряжения, к которому подключена первичная (I) обмотка трансформатора Т2. При открывании ключевого транзистора амплитуда импульса напряжения на обмотке достигает значения Uпит/2 - Uкэ max.

Мостовой преобразователь аналогичен полумостовому, но в нем конденсаторы заменены транзисторами VT3 и VT4 (рис. 1. б), которые открываются парами по диагонали. Этот преобразователь имеет несколько более высокий КПД за счет увеличения напряжения, подаваемого на первичную обмотку трансформатора, а следовательно, уменьшения тока, протекающего через транзисторы VT1 - VT4. Амплитуда напряжения на первичной обмотке трансформатора в этом случае достигает значения Uпит - 2Uкэ max.

Особняком стоит преобразователь по схеме на рис. 1. в. отличающийся наибольшим КПД. Достигается это за счет уменьшения тока первичной обмотки и. как следствие, уменьшения рассеиваемой мощности в ключевых транзисторах, что чрезвычайно важно для мощных ИБП. Амплитуда напряжения импульсов в половине первичной обмотки возрастает до значения Uпит - Uкэ max. Следует также отметить, что в отличие от остальных преобразователей (1,2) для него не нужен входной развязывающий трансформатор.

В устройстве по схеме на рис. 1. в необходимо использовать транзисторы с высоким значением Uкэ max. Поскольку конец верхней (по схеме) половины первичной обмотки соединен с началом нижней, при протекании тока в первой из них (открыт VT1) во второй создается напряжение, равное (по модулю) амплитуде напряжения на первой, но противоположное по знаку относительно Uпит. Иными словами, напряжение на коллекторе закрытого транзистора VT2 достигает 2Uпит. поэтому его Uкэ max должно быть больше 2Uпит. В предлагаемом ИБП применен двухтактный преобразователь с трансформатором, первичная обмотка которого имеет средний вывод. Он имеет высокий КПД. низкий уровень пульсаций и слабо излучает помехи в окружающее пространство. Автор использует его для питания двухканального умощненного варианта УМЗЧ. описанного в . Входное напряжение ИБП - 180...240 В. номинальное выходное напряжение (при входном 220 В) - 2х50 В. максимальная мощность нагрузки - 800 Вт. рабочая частота преобразователя - 90 кГц.

Принципиальная схема ИБП изображена на рис. 2. Как видно, это преобразователь с внешним возбуждением без стабилизации выходного напряжения. На входе устройства включен высокочастотный фильтр C1L1C2, предотвращающий попадание помех в сеть. Пройдя его, сетевое напряжение выпрямляется диодным мостом VD1 - VD4. пульсации сглаживаются конденсатором СЗ. Выпрямленное постоянное напряжение (около 310 В) используется для питания высокочастотного преобразователя.

Показать в полный размер

Устройство управления преобразователем выполнено на микросхемах DD1-DD3. Питается оно от отдельного стабилизированного источника, состоящего из понижающего трансформатора Т1. выпрямителя VD5 и стабилизатора напряжения на транзисторах VT1, VT2 и стабилитроне VD6. На элементах DDI. 1. DD1.2 собран задающий генератор, вырабатывающий импульсы с частотой следования около 360 кГц. Далее следует делитель частоты на 4, выполненный на триггерах микросхемы DD2.

С помощью элементов DD3.1, DD3.2 создаются дополнительные паузы между импульсами. Паузой является не что иное, как уровень логического 0 на выходах этих элементов, появляющийся при наличии уровня 1 на выходах элемента DDI.2 и триггеров DD2.1 и DD2.2 (рис. 3). Напряжение низкого уровня на выходе DD3.1 (DD3.2) блокирует DD1.3 (DD1.4) в "закрытом" состоянии (на выходе - уровень логической 1).

Длительность паузы равна 1/3 от длительности импульса (рис. 3, эпюры напряжений на выводах 1 DD3.1 и 13 DD3.2), чего вполне достаточно для закрывания ключевого транзистора. С выходов элементов DD1.3 и DDI .4 окончательно сформированные импульсы поступают на транзисторные ключи (VT5. VT6), которые через резисторы R10, R11 управляют затворами мощных полевых транзисторов VT9, VT10.

Импульсы с прямого и инверсного выходов триггера DD2.2 поступают на входы устройства, выполненного на транзисторах VT3. VT4. VT7. VT8. Открываясь поочередно, VT3 и VT7. VT4 и VT8 создают условия для быстрой разрядки входных емкостей ключевых транзисторов VT9, VT10. т. е. их быстрого закрывания. Причем, как видно из рис. 3 (эпюры напряжений на выводах 12 и 13 DD2.2). VT7 и VT8 открываются сразу же после окончания импульса, поэтому при любой выходной мощности каждый из транзисторов VT9, VT10 всегда успевает надежно закрыться до открывания второго. Если бы это условие не выполнялось, через них, а следовательно, через первичную обмотку трансформатора Т2 протекал бы сквозной ток. который не только уменьшает надежность и КПД ИБП. но и создает всплески напряжения, амплитуда которых порой превышает напряжение питания преобразователя.

В цепи затворов транзисторов VT9 и VT10 включены резисторы относительно большого сопротивления R10 и R11.Вместе с емкостью затворов они образуют фильтры нижних час мл, уменьшающие уровень гармоник при открывании ключей. С этой же целью введены элементы VD9-VD12. П16, R17, С12.С13

В стоковые цепи транзисторов VT9. VT10 включена первичная обмотка трансформатора Т2. Выпрямители выходного напряжения выполнены по мостовой схеме на диодах VD13 - VD20, что несколько уменьшает КПД устройства, но значительно (более чем в пять раз) снижает уровень пульсаций на выходе ИБП. Важно отметить, что форма колебаний, почти прямоугольная при максимальной нагрузке, плавно переходит в близкую к синусоидальной при уменьшении мощности до 10...20 Вт. что положительно сказывается на уровне шумов УМЗЧ при малой громкости.

Выпрямленное напряжение обмотки IV трансформатора Т2 используют для питания вентиляторов (см. далее).

В устройстве применены конденсаторы К73-17 (С1. С2. С4). К50-17 (СЗ), МБМ (С12. С13). К73-16 (С14-С21. С24. С25). К50-35 (С5-С7). КМ (остальные). Вместо указанных на схеме допустимо применение микросхем серий К176. К564. Диоды Д246 (VD1-VD4) заменимы на любые другие, рассчитанные на прямой ток не менее 5 А и обратное напряжение не менее 350 В (КД202К. КД202М. КД202Р, КД206Б. Д247Б). или диодный выпрямительный мост с такими же параметрами, диоды КД2997А (VD13-VD20) - на КД2997Б. КД2999Б. стабилитрон Д810 (VD6) - на Д814В. В качестве VT1 можно использовать любые транзисторы серий КТ817. КТ819. в качестве VT2-VT4 и VT5, VT6 - соответственно любые из серий КТ315. КТ503. КТЗЮ2 и КТ36К КТ502. КТ3107. на месте VT9. VT10 - КП707В1. КП707Е1. Транзисторы КТ3102Ж (VT7. VT8) заменять не рекомендуется.

Трансформатор Т1 - ТС-10-1 или любой другой с напряжением вторичной обмотки 11... 13 В при токе нагрузки не менее 150 мА. Катушку L1 сетевого фильтра наматывают на ферритовом (М2000НМ1) кольце типоразмера К31М8,5у7 проводом ПЗВ-1 1,0(2x25 витков), трансформатор Т2 - на трех склеенных вместе кольцах из феррита той же марки, но типоразмера К45х28х12. Обмотка I содержит 2x42 витка провода ПЭВ-2 1,0 (наматывают едва провода), обмотки II и III - по 7 витков (в пять проводов ПЭВ-2 0,8), обмотка IV - 2 витка ПЭВ-2 0.8. Между обмотками прокладывают три слоя изоляции из фторопластовой ленты. Магнитопроводы дросселей L2, L3 - ферритовые (1500НМЗ) стержни диаметром 6 и длиной 25 мм (подстроечники от броневых сердечников Б48). Обмотки содержат по 12 витков провода ПЭВ-1 1.5.

Транзисторы VT9. VT10 устанавливают на теплоотводах с вентиляторами, применяемых для охлаждения микропроцессоров Pentium (подойдут аналогичные узлы и от процессоров 486). Диоды VD13-VD20 закрепляют на тепло-отводах с площадью поверхности около 200 см2. Для охлаждения транзисторов выходного каскада УМЗЧ на задней стенке устанавливают вентилятор от компьютерного блока питания или любой другой с напряжением питания 12 В.

При монтаже ИБП следует стремиться к тому, чтобы все соединения были возможно короче, а в силовой части использовать провод возможно большего сечения. ИБП желательно заключить в металлический экран и соединить его с выводом 0 В выхода источника, как показано на рис. 4. Общий провод силовой части с экраном соединяться не должен. Поскольку ИБП не оснащен устройством защиты от короткого замыкания и перегрузки, в цепи питания УМЗЧ необходимо включить предохранители на 10 А.

В налаживании описанный ИБП практически не нуждается. Важно только правильно сфазировать половины первичной обмотки трансформатора Т2. При исправных деталях и отсутствии ошибок в монтаже блок начинает работать сразу после включения в сеть. Если необходимо, частоту преобразователя подстраивают подбором резистора R3. Для повышения надежности ИБП желательно эксплуатировать его с УМЗЧ, в котором предусмотрена сквозная продувка вентилятором.

ЛИТЕРАТУРА 1. Жучков В., Зубов О., Радутный И. Блок питания УМЗЧ. - Радио. 1987, ╧ 1. с. 35-37. 2. Цветаев С. Мощный блок питания. -Радио. 1990. ╧ 9. с. 59-62. 3. Брагин Г. Усилитель мощности 34. -Радио. 1987. N9 4. с. 28-30.

От параметров источника питания качество звучания зависит не чуть не меньше, чем от самого усилителя и относится халатно к его изготовлению не следует. Описаний методик расчетов типовых трансформаторов более чем достаточно. Поэтому здесь предлагается описание импульсного источника питания, который может использоваться не только с усилителями на базе TDA7293 (TDA7294), но и с любым другим усилителем мощности 3Ч.

Основой данного блока питания (БП) служит полумостовой драйвер с внутренним генератором IR2153 (IR2155), предназначенный для управления транзисторами технологий MOSFET и IGBT в импульсных источниках питания. Функциональная схема микросхем приведена на рисунке 1, зависимость выходной частоты от номиналов RC-задающей цепочки на рисунке 2. Микросхема обеспечивает паузу между импульсами «верхнего» и «нижнего» ключей в течении 10% от длительности импульса, что позволяет не опасаться «сквозных» токов в силовой части преобразователя.

Рис. 1

Рис. 2

Практическая реализация БП приведена на рисунке 3. Используя данную схему можно изготовить БП мощностью от 100 до 500Вт, необходимо лишь пропорционально увеличивать емкость конденсатора фильтра первичного питания С2 и использовать соответствующий силовой трансформатор TV2.

Рис. 1

Емкость конденсатора С2 выбирается из расчета 1... 1,5 мкФ на 1 Вт выходной мощности, например при изготовлении БП на 150 Вт следует использовать конденсатор на 150...220 мкФ. Диодный мост первичного питания VD можно использовать в соответствии с установленным конденсатором фильтра первичного питания, при емкостях до 330 мкФ можно использовать диодные мосты на 4...6 А, например RS407 или RS607. При емкости конденсаторов 470... 680 мкФ нужны уже более мощные диодные мосты, например RS807, RS1007.
Об изготовлении трансформатора можно разговаривать долго, однако вникать в глубокую теорию расчетов слишком долго и далеко не каждому нужно. Поэтому расчеты по книге Эраносяна для самых ходовых типоразмеров ферритовых колец М2000НМ1 просто сведены в таблицу 1.
Как видно из таблицы габаритная мощность трансформатора зависит не только от габаритов сердечника, но и от частоты преобразования. Изготавливать трансформатор для частот ниже 40 кГц не очень логично - гармониками можно создать не преодолимые помехи в звуковом диапазоне. Изготовление трансформаторов на частоты выше 100 кГц уже непозволительно по причине саморазогрева феррита М2000НМ1 вихревыми токами. В таблице приведены данные по первичным обмоткам, из которых легко вычисляются отношения витков/вольт и дальше уже вычислить, сколько витков необходимо для того или иного выходного напряжения труда не составит. Следует обратить внимание на то, что подводимое к первичной обмотке напряжение составляет 155 В - сетевое напряжение 220 В после выпрямителя и слаживающего фильтра будет составлять 310 В постоянного напряжения, схема полу мостовая, следовательно к первичной обмотке будет прилагаться половина этого значения. Так же следует помнить, что форма выходного напряжения будет прямоугольной, поэтому после выпрямителя и слаживающего фильтра величина напряжения от расчетной отличаться будет не значительно.
Диаметры необходимых проводов рассчитываются из отношения 5 А на 1 кв мм сечения провода. Причем лучше использовать несколько проводов меньшего диаметра, чем один, более толстый провод. Это требование относится ко всем преобразователям напряжения, с частотой преобразования выше 10 кГц, так как начинает уже сказываться скинэффект - потери внутри проводника, поскольку на высоких частотах ток течет уже не по всему сечению, а по поверхности проводника и чем выше частота, тем сильнее сказываются потери в толстых проводниках. Поэтому не рекомендуется использовать в преобразователях с частотой преобразования выше 30 кГц проводники толще 1 мм. Следует так же обратить внимание на фазировку обмоток - неправильно сфазированные обмотки могут либо вывести силовые ключи из строя, либо снизить КПД преобразователя. Но вернемся к БП, приведенному на рисунке 3. Минимальная мощность данного БП практически ни чем не ограничена, поэтому можно изготовить БП и на 50 Вт и меньше. Верхний же предел мощности ограничен некоторыми особенностями элементной базы.
Для получения больших мощностей требуются транзисторы MOSFET более мощные, а чем мощнее транзистор, тем больше емкость его затвора. Если емкость затвора силового транзистора довольно высокая, то для её заряда-разряда требуется значительный ток. Ток транзисторов управления IR2153 довольно не велик (200 мА), следовательно, эта микросхема не может управлять слишком мощными силовыми транзисторами на больших частотах преобразования.
Исходя из вышесказанного становится ясно, что максимальная выходная мощность преобразователя на базе IR2153 не может быть более 500...600 Вт при частоте преобразования 50...70 кГц, поскольку использование более мощных силовых транзисторов на этих частотах довольно серьезно снижает надежность устройства. Список рекомендуемых транзисторов для силовых ключей VT1, VT2 с краткими характеристиками сведен в таблицу 2.
Выпрямительные диоды вторичных цепей питания должны иметь наименьшее время восстановления и как минимум двукратный запас по напряжению и трехкратный току. Последние требования обоснованы тем, что выбросы напряжения самоиндукции силового трансформатора составляют 20...50 % от амплитуды выходного напряжения. Например при вторичном питании в 100 В амплитуда импульсов самоиндукции может составлять 120... 150 В и не смотря на то, что длительность импульсов крайне мала ее достаточно чтобы вызвать пробой в диодах, при использовании диодов с обратным напряжением в 150 В. Трехкратный запас по току необходим для того, чтобы в момент включения диоды не вышли из строя, поскольку емкость конденсаторов фильтров вторичного питания довольно высокая, и для их заряда потребуется не малый ток. Наиболее приемлемые диоды VD4-VD11 сведены в таблицу 3.

Емкость фильтров вторичного питания (С11, С12) не следует увеличивать слишком сильно, поскольку преобразование производится на довольно больших частотах. Для уменьшения пульсаций гораздо актуальней использование большой емкости в первичных цепях питания и правильный расчет мощности силового трансформатора. Во вторичных же цепях конденсаторов на 1000 мкФ в плечо вполне достаточно для усилителей до 100 Вт (конденсаторы по питанию, установленные на самих платах УМЗЧ должны быть не менее 470 мкФ) и 4700 мкФ для усилителя на 500 Вт. На принципиальной схеме изображен вариант выпрямителей вторичного силового питания, выполненный на диодах Шотки, под них и разведена печатная плата (рисунок 4). На диодах VD12, VD13 выполнен выпрямитель для вентилятора принудительного охлаждения теплоотводов, на диодах VD14-VD17 выполнен выпрямитель для низковольтного питания (предварительные усилители, активные регуляторы тембра и т.д.). На том же рисунке приведен чертеж расположения деталей и схема подключения. В преобразователе имеется защита от перегрузки, выполненная на трансформаторе тока TV1, состоящая из кольца К20х12х6 феррита М2000 и содержащего 3 витка первичной обмотки (сечение такое же как и первичная обмотка силового трансформатора и 3 витка вторичной обмотки, намотанной двойным проводом диаметром 0,2...0,3 мм. При перегрузке напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV1 станет достаточным для открытия тиристора VS1 и он откроется, замкнув питание микросхемы IR2153, тем самым прекратив ее работу. Порог срабатывания защиты регулируется резистором R8. Регулировку производят без нагрузки начиная с максимальной чувствительности и добиваясь устойчивого запуска преобразователя. Принцип регулировки основан на том, что в момент запуска преобразователя он нагружен максимально, поскольку требуется зарядить емкости фильтров вторичного питания и нагрузка на силовую часть преобразователя максимальная.

Об остальных деталях: конденсатор С5 - пленочный на 0,33... 1 мкФ 400В; конденсаторы С9, С10 - пленочные на 0,47...2,2 мкФ минимум на 250В; индуктивности L1...L3 выполнены на ферритовых кольцах К20х12х6 М2000 и наматываются проводом 0,8... 1,0 мм до заполнения виток к витку в один слой; С14, С15 - пленочные на 0,33...2,2 мкФ на напряжение не менее 100 В при выходном напряжении до 80 В; конденсаторы С1, С4, С6, С8 можно керамические, типа К10-73 или К10-17; С7 можно и керамический, но лучше пленочный, типа К73-17.

После успешного , переходим к самой интересной части конструкции - блок усилителей мощности звука. В том числе фильтр низких частот для сабвуфера и модуль стабилизации. Напоминаем, что все схемы и чертежи плат - .

Ну что сказать про один из самых повторяемых схем усилителя мощности, - схема Ланзар была разработана еще в 70-х годах прошлого столетия. На современной высокоточной элементарной базе, ланзар стал звучать еще лучше. По идее, схема отлично подходит и для широкополосной акустики, искажения при половине громкости всего 0,04% - полноценный Hi-Fi .

Выходной каскад усилителя построен на паре 2SA1943 и 2SC5200 , все каскады собраны на максимально близких по параметрам комплиментарных парах, усилитель построен полностью по симметричной основе. Номинальная выходная мощность усилителя составляет 230-280 ватт, но можно снять гораздо больше, повышая входное напряжение питания.

Номиналы ограничительных резисторов дифференциальных каскадов подбирается исходя от входного напряжения. Ниже приведена таблица.

Питание ±70 В - 3,3 кОм...3,9 кОм
Питание ±60 В - 2,7 кОм...3,3 кОм
Питание ±50 В - 2,2 кОм...2,7 кОм
Питание ±40 В - 1,5 кОм...2,2 кОм
Питание ±30 В - 1,0 кОм...1,5 кОм

Эти резисторы подбираются с мощностью 1-2 ватт, в ходе работы на них может наблюдаться тепловыделение.

Регулирующий транзистор заменил на отечественный КТ815 , на тот момент другого не было под рукой. Он предназначен для регулировки тока покоя выходных каскадов, в ходе работы не перегревается, но укреплен на общий теплоотвод с транзисторами выходного каскада.

Первый запуск схемы желательно сделать от сетевого блока питания, последовательно сетевой обмотке трансформатора подключите накальную лампу на 100-150 ватт, если будут проблемы, то спалите минимум деталей. А вообще, схема Ланзара не критична к монтажу и компонентам, я пробовал даже с широким разбросом используемых компонентов, с использованием отечественных радиодеталей - схема показывает высокие параметры даже в этом случая. Принципиальная схема Ланзара имеет две основные версии - на биполярных транзисторах и с применением полевых ключей в предпоследнем каскаде, в моем случае первая версия .

Второй предвыходной каскад работает в чистом классе "А ", поэтому в ходе работы транзисторы перегреваются. Транзисторы этого каскада обязательно устанавливают на теплоотвод, желательно общий, не забудьте про изоляции - слюдяные пластины и изолирующие шайбы для шурупов.

Правильно собранная схема заводится без всяких проблем. Первый запуск делаем с ЗАКОРОЧЕННЫМ НА ЗЕМЛЮ ВХОДОМ , т.е. вход усилителя стыкуем с средней точкой с блока питания. Если после запуска ничего не взорвалось, то можно отсоединять вход от земли. Дальше подключаем нагрузку - динамик и включаем усилитель. Для того, чтобы убедиться в работоспособности усилителя, достаточно дотронуться до оголенного входного провода. Если в головке появляется своеобразный рев - то усилитель работает! Дальше можно укрепить все силовые части на теплоотводы и подать на вход усилителя звуковой сигнал. После 15-20 минут работы на 30-50% от максимальной громкости нужно настроить ток покоя. На фотографии все детально показано, в качестве индикатора напряжение желательно использовать цифровой мультиметр.

Замер выходной мощности усилителя

Как выставить ток покоя

Фильтр низкой частоты и сумматора построен на двух микросхемах. Он предназначен для плавной регулировки фазы, громкости и частоты. Сумматор предназначен для суммирования сигналов обеих каналов, для получения более мощного сигнала. В промышленных автоусилителях высокой мощности используется именно такой принцип фильтрации и суммирования сигнала, но сумматор можно при желании исключить из схемы и обойтись только фильтром низких частот. Фильтр срезает все частоты, оставляя только предел в пределах 35-150 Гц.

Регулировка фазы позволяет согласовать сабвуфер с акустическими системами, в некоторых случаях её тоже исключают.

Этот блок питается от стабилизированного источника двухполярного напряжения +/-15 Вольт. Питание можно организовать с помощью дополнительной вторичной обмотки или же использовать двухполярный стабилизатор напряжения для понижения напряжения от основной обмотки.

Для этого собран двухполярный стабилизатор. Первоначально напряжение снижается диодами зенера, затем усиливается биполярными транзисторами и подается на линейные стабилизаторы напряжения типа 7815 и 7915 . На выходе стабилизатора образуется стабильное двухполярное питание, которым и питается блок сумматора и ФНЧ.

Стабилизаторы и транзисторы могут греться, но это вполне нормально, при желании их можно укрепить на теплоотводы, но в моем случае имеется активное охлаждение кулером, поэтому теплоотводы не пригодились, к тому же тепловыделение в пределах нормы, поскольку сам блок ФНЧ потребляет очень мало.

ОПЛЕУХА МИКРОСХЕМАМ

Оплеуха микрухам - не самый простой, но высококачественный усилитель мощности НЧ. Усилитель способен развивать максимальную выходную мощность в 130 ватт и работает в довольно широком диапазоне входного напряжения. Выходной каскад усилителя построен на паре 2sa1943 2sc5200 и работает в режиме АВ . Эта версия, автором была разработана в этом году, ниже ее основные параметры.

Диапазон питающих напряжений = +/- 20В... +/- 60В

Номинальное напряжение питания (100Вт, 4 Ом) = +/- 36В

Номинальное напряжение питания (100Вт, 8 Ом) = +/- 48В

С мощностью все понятно, а что со стороны искажений?

THD+N (при Pвых<=60Вт, 20кГц) <= 0,0009%

THD+N (при максимальной выходной мощности, 1кГц) = 0,003%

THD+N (при максимальной выходной мощности, 20кГц) = 0,008%

Детали, используемые в этом модуле - подстроечные резисторы, маломощные и среднемощные транзисторы:

ТУТ ВИДЕО

Совсем не дурно, почти hi-end ! На самом деле если ориентироваться только по КНИ, то этот усилитель полноценный HI-END , но для хай-энда этого не достаточно, поэтому его отнесли к старому и доброму разряду hi-fi.

Несмотря на то, что усилитель развивает всего 100 ватт , он на порядок сложнее аналогичных схем, но сама сборка не составит труда при наличии всех компонентов. Отклонять номиналы схемы не советую - мой опыт это подтверждает.

Маломощные транзисторы в ходе работы могут перегреваться, но волноваться не стоит - это их нормальный режим работы. Выходной каскад, как уже сказал, работает в классе АВ, следовательно, выделятся огромное количество тепла, которое нужно отводить. В моем случае они укреплены на общий теплоотвод, которого более, чем достаточно, но на всякий случай, имеется также и активное охлаждение.

После сборки нас ждет первый запуск схемы. Для этого советую еще раз прочитать запуск и настройку Ланзара - тут все делается точно таким же образом. Первый запуск делаем с закороченной на землю входом, если все ОК, то размыкаем вход и подаем звуковой сигнал. К тому времени все силовые компоненты должны быть укреплены на теплоотвод, а то восхищаясь музыкой можете не заметить, как дымят ключи выходного каскада - каждый из них стоит очень и очень. А про блок защиты в узнаете . С уважением - АКА КАСЬЯН .

Обсудить статью ДОМАШНИЙ УСИЛИТЕЛЬ - БЛОК УМЗЧ

Импульсный блок питания, обеспечивающий двухполярное напряжение +/-50В мощностью до 300 Вт, предназначен для применения , либо лабораторных БП повышенной мощности (). Эта относительно простая схема импульсного БП собрана в основном из радиоэлементов взятых из старых блоков питания AT/ATX.

Принципиальная схема преобразователя 220/2х50В

Схема самодельного импульсного БП для УМЗЧ

Трансформатор инвертора был намотан на ферритовом сердечнике ETD39. Моточные данные практически не отличаются, только выходные обмотки немного домотаны под увеличение вольтажа. Транзисторы ключевые — мощные IRFP450. Драйвер — популярная микросхема TL494. Питание осуществляется через специальный стабилизатор. В нём резистор пусковой с выпрямленным напряжением сети заряжает конденсатор питания, на котором, когда напряжение достигнет порога, включится стабилизатор, запустив драйвер. Он будет питаться только в моменты накопления энергии на конденсаторе, а после запуска преобразователя, питание драйвера возьмет на себя дополнительная обмотка трансформатора. Принцип работы такого варианта запуска известен давно и используется в популярной м/с UC384x.

Печатная плата

Силовой каскад

Еще одна особенность схемопостроения БП — управление полевыми транзисторами. Тут нижний по схеме IRFP450 управляется прямо с выхода драйвера, а верхний с помощью небольшого трансформатора.

Кроме того, система была оснащена защитой по току, отслеживая ток нижнего полевика, используя его сопротивление Rdson .

Результаты испытания БП

Готовый блок питания — плата с деталями

На практике, удалось получить около 100-150 выходной мощности на 4 омных АС. Напряжение +/-50В выставляется резистором P1 10к. Конечно оно может принимать любые значения, в зависимости от применяемой схемы УНЧ. В настоящее время система работает в составе .

Данная статья посвящена серии импульсных источников питания 2161 Second Edition (SE) на основе контроллера IR2161.

Защита от короткого замыкания и перегрузки;
Автосброс защиты от короткого замыкания;
Частотная модуляция "dither" (для снижения ЭМИ);
Микротоковый запуск (для первоначального запуска контроллера достаточно тока не более 300мкА);
Возможность диммирования (но нам это не интересно);
Компенсация выходного напряжения (своеобразная стабилизация напряжения);
Софт-старт;
Адаптивное мертвое время ADT;
Компактный корпус;
Производится по бессвинцовой технологии (Leed-Free).

Приведу некоторые важные для нас технические характеристики :

Максимальный втекающий/вытекающий ток: +/-500мА
Достаточно больший ток позволяет управлять мощными ключами и строить на основе данного контроллера довольно мощные импульсные блоки питания без использования дополнительных драйверов;

Максимальный потребляемый контроллером ток: 10мА
Ориентируясь на это значения проектируются цепи питания микросхемы;

Минимальное рабочее напряжение питания контроллера: 10,5В
При меньшем значении напряжения питания контроллер переходит в UVLO режим и осцилляция прекращается;

Минимальное напряжение стабилизации встроенного в контроллер стабилитрона: 14,5В
Внешний стабилитрон должен иметь напряжение стабилизации не выше этого значения чтобы избежать повреждения микросхемы из-за шунтирования избыточного тока на вывод COM;

Напряжение на выводе CS для срабатывания защиты от перегрузки: 0,5В
Минимальное напряжение на выводе CS при котором происходит срабатывание защиты от перегрузки;

Напряжение на выводе CS для срабатывания защиты от короткого замыкания: 1В
Минимальное напряжение на выводе CS при котором происходит срабатывание защиты от короткого замыкания;

Рабочий диапазон частот: 34 - 70кГц
Рабочая частота напрямую не задается и зависит только от потребляемой нагрузкой мощности;

Мертвое время по умолчанию: 1мкС
Используется в случае невозможности работать в режиме адаптивного мертвого времени (ADT), а так же при отсутствии нагрузки;

Частота работы в режиме софт-старта: 130кГц
Частота на которой работает контроллер в режиме софт-старта;

Основное внимание сейчас следует уделить на то, какие существуют режимы работы микросхемы и в какой последовательности они расположены друг относительно друга. Основное внимание я уделю описанию принципа работы каждого из блоков схемы, а последовательность их работы и условиях перехода из одного режима в другой опишу более кратко. Начну с описания каждого из блоков схемы:

Under-voltage Lock-Out Mode (UVLO), режим блокировки при пониженном напряжении - режим в котором контроллер находится когда напряжение его питания ниже минимального порогового значения (примерно 10,5В).

Soft Start Mode, режим мягкого старта - режим работы, при котором осциллятор контроллера, короткое время работает на повышенной частоте. Когда осциллятор включается, частота его работы изначально очень высока (около 130 кГц). Это приводит к тому, что выходное напряжение преобразователя будет ниже, поскольку трансформатор блока питания имеет фиксированную индуктивность, которая будет иметь более высокий импеданс на более высокой частоте и, таким образом, уменьшается напряжение на первичной обмотке. Уменьшенное напряжение, естественно, приведет к уменьшенному току в нагрузке. По мере заряда конденсатора CSD от 0 до 5В, частота осцилляции будет плавно снижается со 130 кГц до рабочей частоты. От величины емкости конденсатора CSD будет зависеть длительность развертки софт-старта. Однако, так как конденсатор CSD также задает время задержки отключения и участвует в работе узла компенсации напряжения, его емкость должна быть строго 100нФ.

Проблема софт-старта. Хочется быть полностью честным и упомянуть тот факт, что при наличии на выходе блока питания фильтрующих конденсаторов большой емкости, софт-старт чаще всего не срабатывает и ИИП запускается сразу на рабочей частоте минуя режим софт-старта. Происходит этого по причине того, что в момент старта, разряженные конденсаторы во вторичной цепи имеют очень низкое собственное сопротивление и для их зарядки требуется очень высокий ток. Этот ток вызывает кратковременное срабатывание защиты от короткого замыкания, после чего контроллер сразу же перезапускается и переходит в режим RUN, минуя режим софт-старта. Бороться с этим можно увеличением индуктивности дросселей во вторичной цепи, стоящих сразу после выпрямителя. Дроссели с большой индуктивностью растягивают процесс заряда выходных фильтрующих конденсаторов, другими словами, конденсаторы заряжаются меньшим по величине током, но дольше по времени. Меньший зарядный ток не вызывает срабатывания защиты при старте и позволяет софт-старту нормально выполнять свои функции. На всякий случай, по поводу этого вопроса я обратился в техническую поддержку производителя, на что получил ответ:

"Типичный галогеновый преобразователь имеет выход переменного тока без выпрямительных или выходных конденсаторов. Мягкий пуск работает, уменьшая частоту. Для обеспечения плавного пуска необходимо, чтобы трансформатор имел значительную утечку. Однако это должно быть возможно в вашем случае. Попробуйте поместить индуктор на вторичной стороне от мостовых диодов к конденсатору.

С наилучшими пожеланиями.
Infineon Technologies
Steve Rhyme, Support Engineer"

Мои предположения по поводу причины неуверенной работы софт-старт оказались верны и более того, даже способ борьбы с этой проблемой мне предложили такой же. И снова, чтобы быть до конца честным, следует добавить что применение катушек с повышенной индуктивностью, относительно обычно применяемых на выходе ИИП, ситуацию улучшает, но полностью проблему не устраняет. Тем не менее, с этой проблемой можно мириться учитывая что по входу ИИП присутствует термистор, ограничивающий пусковой ток.

Run Mode, рабочий режим. Когда мягкий пуск завершен, система переходит в рабочий режим с компенсацией напряжения. Эта функция обеспечивает некоторую стабилизацию выходного напряжения преобразователя. Компенсация напряжения происходит благодаря изменению рабочей частоты преобразователя (увеличение частоты - уменьшает выходное напряжение), хотя точность такого типа "стабилизации" не высока, она нелинейна и зависит от многих параметров и, следовательно, нелегко предсказуема. IR2161 контролирует ток нагрузки через резистор тока (RCS). Пиковый ток детектируется и усиливается в контроллере, а затем воздействует на вывод CSD. Напряжение на конденсаторе CSD, в рабочем режиме (режиме компенсации напряжения), будет варьироваться от 0 (при минимальной нагрузке) до 5В (при максимальной нагрузке). При этом частота генератора будет варьироваться от 34 кГц (Vcsd = 5В), до 70 кГц (Vcsd = 0В).

Существует так же возможность приладить к IR2161 обратную связь, которая позволит организовать почти полноценную стабилизацию выходного напряжения и позволит значительно более точно отслеживать и поддерживать на выходе необходимое напряжение:

Подробно рассматривать эту схему в рамках данной статьи мы не будем.

Shut Down Mode, режим отключения. IR2161 содержит двухпозиционную систему автоматического отключения которая определяет как короткое замыкание, так и состояние перегрузки преобразователя. Напряжения на выводе CS используется для определения этих условий. Если выход преобразователя будет закорочен, через ключи будет протекать очень большой ток и система должна отключиться в течение нескольких периодов времени в сети, иначе транзисторы будут быстро уничтожены из-за теплового пробоя перехода. Вывод CS имеет задержку отключения для предотвращения ложного срабатывания, либо из-за пускового тока при включении, либо при переходных токах. Более низкий порог (когда Vcs > 0,5 < 1 В), имеет намного большую задержку до отключения ИИП. Задержка для отключения по перегрузке приблизительно равна 0,5 сек. Оба режима отключения (по перегрузке и по короткому замыканию), имеют автоматический сброс, что позволяет контроллеру возобновить работу примерно через 1 сек после устранения перегрузки или короткого замыкания. Это значит, что если неисправность будет устранена, преобразователь может продолжить нормально работать. Осциллятор работает на минимальной рабочей частоте (34 кГц), когда конденсатор CSD переключается к цепи отключения. В режиме плавного пуска или рабочем режиме, если превышен порог перегрузки (Vcs > 0,5В), IR2161 быстро заряжает CSD до 5В. Когда напряжение на выводе CS больше чем 0,5В и когда порог короткого замыкания 1В превышен, CSD будет заряжаться от 5В до напряжения питания контроллера (10-15В) за 50 мсек. Когда пороговое напряжение перегрузки Vcs более 0,5В, но менее 1В, CSD заряжается от 5В до напряжения питания приблизительно за 0,5 сек. Следует помнить и учитывать тот факт, что на выводе CS появляются высокочастотные импульсы с 50% рабочим циклом и синусоидальной огибающей - это означает, что только на пике напряжения сети конденсатор CSD будет заряжаться поэтапно, в каждом полупериоде. Когда напряжение на конденсаторе CSD достигнет величины напряжения питания, CSD разряжается до 2,4В и преобразователь снова запускается. Если неисправность все еще присутствует, CSD снова начинает заряжаться. Если неисправность исчезнет, то CSD разрядится до 2,4В, а затем система автоматически вернется в рабочий режим компенсации напряжения.

STANDBY mode, режим ожидания - режим в котором контроллер находится в случае недостаточного по величине напряжения питания, при этом он потребляет не более 300мкА. Осциллятор при этом, естественно, выключен и ИИП не работает, на его выходе напряжение отсутствует.

Блоки Fault Timing Mode, Delay и Fault Mode , хотя и показаны на блок-схеме, но по сути режимами работы контроллера не являются, скорее их можно отнести к переходным стадиям (Delay и Fault Mode) или условиям перехода из одного режима в другой (Fault Timing Mode).

А теперь опишу как все это вместе работает :
При подаче питания, контроллер стартует в режиме UVLO. Как только величина напряжения питания контроллера превысит минимально необходимое для устойчивой работы значение напряжения, контроллер переходит в режим софт-старта, осциллятор запускает на частоте 130кГц. Плавно заряжается конденсатор CSD до 5В. По мере заряда внешнего конденсаторы, частота работы осциллятора снижается до рабочей частоты. Таким образом контроллер переходит в режим RUN. Как только контроллер перешел в режим RUN, конденсатор CSD мгновенно разряжается до потенциала земли и подключается внутренним ключом к схеме компенсации напряжения. Если запуск ИИП происходит не на холостом ходу, а под нагрузкой, на выводе CS будет присутствовать потенциал пропорциональный величине нагрузки, который через внутренние цепи контроллера будет воздействовать на узел компенсации напряжения и не даст конденсатору CSD, после завершения софт-старта, полностью разрядиться. Благодаря этому запуск произойдет не на максимальной частоте рабочего диапазона, а на частоте соответствующей величине нагрузки на выходе ИИП. После перехода в режим RUN контроллер работает по ситуации: либо остается работать в этом режиме до того момента пока вам не надоест и вы не выключите блок питания из розетки, либо... В случае перегрева, контроллер переходит в режим FAULT, осциллятор прекращает свою работы. После остывания микросхемы происходит перезапуск. В случае перегрузки или короткого замыкания, контроллер переходит в режим Fault Timing, при этом внешний конденсатор CSD мгновенно отключается от узла компенсации напряжения и подключается к узлу отключения (конденсатор CSD в этом случае задает время задержки отключения контроллера). Частота работы мгновенно уменьшается до минимальной. В случае перегрузки (когда напряжение на выводе CS > 0,5 < 1 В), контроллер переходит в режим SHUTDOWN и выключается, но происходит это не мгновенно, а только в том случае, если перегрузка продолжается дольше половины секунды. Если перегрузки носят импульсный характер с продолжительностью импульса не более 0,5 сек, то контроллер будет просто работать на минимально возможно частоте, постоянно переключаясь между режимами RUN, Fault Timing, Delay, RUN (при этом будут отчетливо слышны щелчки). Когда напряжение на выводе CS превышает 1В, срабатывает защита от короткого замыкания. При устранении перегрузки или короткого замыкания, контроллер переходит в режим STANDBY и при наличии благоприятных условий для перезапуска, минуя режим софт-старта, переходит в режим RUN.

Теперь, когда вы понимаете как работает IR2161 (я на это надеюсь), я вам расскажу о самих импульсных источниках питания на ее основе. Хочу сразу предупредить, что если вы решите собирать импульсный блок питания на основе данного контроллера, то следует собирать ИИП руководствуясь последней, наиболее совершенной схемой на соответствующей ей печатной плате. Поэтому список радиоэлементов внизу статьи будет приведен только для последней версии блока питания. Все промежуточные редакции ИИП показаны лишь для демонстрации процесса совершенствования устройства.

И первый ИИП о котором пойдет речь условно назван мной 2161 SE 2 .

Основное и ключевое отличие 2161 SE 2 , заключается в наличии цепи самопитания контроллера, что позволило избавиться от кипящих гасящих резисторов и соответственно повысить на несколько процентов КПД. Так же были сделаны другие не менее значительные улучшения: оптимизация разводки печатной платы, добавлено больше выходных клемм для подключения нагрузки, добавлен варистор.

Схема ИИП приведена на изображении ниже:

Цепь самозапитки построена на VD1, VD2, VD3 и С8. Благодаря тому, что цепь самопитания подключается не к низкочастотной сети 220В (с частотой 50Гц), а к первичной обмотки высокочастотного трансформатора, емкость гасящего конденсатора самопитания (С8) составляет всего 330пФ. В случае если бы самопитание было организовано от низкочастотной сети 50Гц, то емкость гасящего конденсатора пришлось бы увеличить в 1000 раз, само-собой что такой конденсатор занял бы намного больше места на печатной плате. Описываемый способ самозапитки не менее эффективен чем самозапитка от отдельной обмотки трансформатора, но при этом значительно проще. Стабилитрон VD1 необходимо для облегчения работы встроенного стабилитрона контроллера, который не способен рассеивать значительную мощность и без установки внешнего стабилитрона может попросту быть пробит, что приведет к полной потере работоспособности микросхемы. Напряжение стабилизации VD1 должно находится в диапазоне 12 - 14В и не должно превышать напряжение стабилизация встроенного стабилитрона контроллера, которое составляет примерно 14,5В. В качестве VD1 можно применить стабилитрон с напряжением стабилизации 13В (например 1N4743 или BZX55-C13), или использовать несколько стабилитронов соединенных последовательно, что я и сделал. Мною были включены последовательно два стабилитрона: один из них на 8,2В, другой на 5,1В, что в итоге дало результирующее напряжение 13,3В. При таком подходе к питанию IR2161, напряжение питания контроллера не проседает и практически не зависит от величины нагрузки подключенной к выходу ИИП. В данной схеме R1 необходим только для старта контроллера, так сказать, для начального пинка. R1 немного греется, но далеко не так сильно как это было в первой версии этого блока питания. Использование высокоомного резистора R1 дает еще одну интересную особенность: напряжение на выходе ИИП появляется не сразу после включения в сеть, а через 1-2 секунды, когда зарядится С3 до минимального напряжения закуска 2161 (примерно 10,5В).

Начиная с данного ИИП и во всех последующих, на входе ИИП используется варистор, он предназначен для защиты ИИП от превышения входного напряжения выше допустимого значения (в данном случае - 275В), а так же очень эффективно подавляет высоковольтные помехи не пуская их на вход ИИП из сети и не выпуская помехи из ИИП обратно в сеть.

В выпрямителе вторичного питания блока питания, мною были применены диоды SF54 (200В, 5А) по два параллельно. Диоды расположены в два этажа, выводы диодов должны быть максимально возможной длины - это необходимо для лучшего отвода тепла (выводы являются своеобразным радиатором для диода) и лучшей циркуляции воздуха вокруг диодов.

Трансформатор в моем случае выполнен на сердечнике от компьютерного блока питания - ER35/21/11. Первичная обмотка имеет 46 витков в три провода 0,5мм, две вторичные обмотки по 12 витков в три провода 0,5мм. Входной и выходные дроссели так же взяты из компьютерного БП.

Описываемый блок питания долговременно (без ограничения по времени работы), способен отдавать в нагрузку 250Вт, кратковременно (не более минуты) - 350Вт. При использовании данного ИИП в режиме динамической нагрузки (например для питания усилителя мощности звуковой частоты класса B или AB), от данного импульсного блока питания возможно запитать УМЗЧ с суммарной выходной мощностью 300Вт (2х150Вт в режиме стерео).

Осциллограмма на первичной обмотке трансформатора (без снаббера, R5 = 0,15 Ом, 190Вт на выходе):

Как видно из осциллограммы, при выходной мощности 190Вт, частота работы ИИП снижается до 38кГц, на холостом ходу, ИИП работает на частоте 78кГц:

Из осциллограмм, кроме того, хорошо видно что на графике отсутствуют какие-либо выбросы, а это несомненно положительно характеризует данный ИИП.

На выходе блока питания, в одном из плеч можно наблюдать такую картину:

Пульсации имеют частоту 100Гц и напряжение пульсаций примерно 0,7В, что сопоставимо с пульсациями на выходе классического, линейного, не стабилизированного блока питания. Для сравнения привожу осциллограмму, снятую при работе на той же выходной мощности для классического блока питания (емкость конденсаторов 15000мкФ в плече):

Как видно из осциллограмм, пульсации напряжения питания на выходе импульсного блока питания ниже, чем у классического блока питания той же мощности (0,7В у ИИП, против 1В у классического блока). Но в отличие от классического блока питания, на выходе ИИП заметен небольшой высокочастотный шум. Тем не менее, каких-либо значительных по величине высокочастотных помех или выбросов - нет. Частота пульсаций напряжения питания на выходе - 100Гц и обусловлена она пульсацией напряжения в первичной цепи ИИП по шине +310В. Для еще большего снижения пульсаций на выходе ИИП, необходимо увеличивать емкость конденсатора С9 в первичной цепи блока питания или емкости конденсаторов во вторичной цепи блока питания (эффективнее первое), а для снижения высокочастотных помех - применять на выходе ИИП дроссели с более высокой индуктивностью.

Печатная плата выглядит следующим образом:

Следующая схема ИИП о которой пойдет речь - 2161 SE 3:

В готовом виде блок питания собранный по данной схеме выглядит так:

В схеме принципиальных отличий от SE 2 - нет, различия, в основном, касаются печатной платы. В схеме добавились лишь снабберы во вторичных обмотках трансформатора - R7, C22 и R8, C23. Увеличены номиналы затворных резисторов с 22Ом до 51Ом. Уменьшен номинал конденсатора C4 с 220мкФ до 47мкФ. Резистор R1 собран из четырех резисторов по 0.5Вт, что позволило снизить нагрев этого резистора и немного удешевить конструкцию т.к. в моих краях четыре полуваттных резистора стоят дешевле одного двухваттного. Но возможность установить один двухваттный резистор осталась. Кроме этого увеличен номинал конденсатора самозапитки до 470пФ, смысла в этом особого не было, но в качестве эксперимента это было сделано, полет нормальный. В качестве выпрямительных диодов во вторичной цепи применены диоды MUR1560 в корпусе ТО-220. Оптимизирована и уменьшена печатная плата. Габариты печатной платы SE 2 - 153х88, тогда как печатная плата SE 3 имеет габариты - 134х88. Печатная плата выглядит следующим образом:

Трансформатор выполнен на сердечнике от компьютерного блока питания - ER35/21/11. Первичная обмотка имеет 45 витков в три провода 0,5мм, две вторичные обмотки по 12 витков в четыре провода 0,5мм. Входной и выходные дроссели так же взяты из компьютерного БП.

Первое же включение этого ИИП в сеть показало что снабберы во вторичной цепи блока питания являются явно лишними, они сразу же были выпаяны и далее не использовались. Позже был выпаян и снаббер первичной обмотки, как оказалось от него намного больше вреда чем пользы.

С данного блока питания долговременно удалось снимать мощность 300-350Вт, кратковременно (не более минуты) данный ИИП может отдавать до 500Вт, через минуту работы в таком режиме, общий радиатор нагревается до 60 градусов.

Посмотри осциллограммы:

По прежнему все красиво, прямоугольник почти идеально прямоугольный, выбросов нет. Со снабберами, как не странно, были все не так красиво.

Следующая схема - финальная и наиболее совершенная 2161 SE 4 :

В собранном виде устройство по данной схеме выглядит так:

Как и в прошлый раз, каких либо сильных изменений в схеме не произошло. Пожалуй самое заметное отличие - пропали снабберы, как в первичной цепи, так и во вторичных. Потому-что, как показали мои эксперименты, из-за особенностей работы контроллера IR2161, снабберы только мешают ему работать и попросту противопоказаны. Так же были сделаны другие изменения. Уменьшены номиналы затворных резисторов (R3 и R4), с 51 до 33 Ом. Последовательно с конденсатором самозапитки C7, добавлен резистор R2 для защиты от сверхтоков при зарядке конденсаторов C3 и С4. Резистор R1 по прежнему состоит из четырех полуваттных резисторов, а резистор R6 теперь спрятан под платой и представляет из себя три SMD резистора формата 2512. Тремя резисторами набирается необходимое сопротивление, но не обязательно использовать именно три резистора, в зависимости от требуемой мощности можно использовать один, два или три резистора - это допустимо. Термистор RT1 перенесен со схода ИИП в цель +310В. Остальные измерения касаются лишь разводки печатной платы и выглядит она следующим образом:

На печатной плате добавлен зазор безопасности между первичными и вторичными цепями, в наиболее узком месте сделан сквозной пропил в плате.

Трансформатор точно такой же как и в предыдущем блоке питания: выполнен на сердечнике от компьютерного блока питания - ER35/21/11. Первичная обмотка имеет 45 витков в три провода 0,5мм, две вторичные обмотки по 12 витков в четыре провода 0,5мм. Входной и выходные дроссели так же взяты из компьютерного БП.

Выходная мощность блока питания осталась прежней - 300-350Вт в долговременном режиме и 500Вт в кратковременно режиме (не более минуты). От данного ИИП можно запитывать УМЗЧ с суммарной выходной мощностью до 400Вт (2х200Вт в стерео режиме).

Теперь посмотрим осциллограммы на первичной обмотке трансформатора этого импульсного источника питания:

По прежнему все красиво: прямоугольник прямоугольный, выбросов нет.

На выходе одно из плеч блока питания, на холостом ходу, можно наблюдать следующую картину:

Как видно на выходе присутствуют ничтожно малый по величине высокочастотный шум с напряжением не более 8мВ (0,008В).

Под нагрузкой, на выходе, можно наблюдать уже хорошо знакомые нам пульсации с частотой 100Гц:

При выходной мощности 250Вт, напряжение пульсаций на выходе ИИП составляет 1,2В, что учитывая меньшую емкость конденсаторов во вторичной цепи (2000мкФ в плече, против 3200мкФ у SE2) и большую выходную мощностью при которой производились измерения, выглядит очень хорошо. Высокочастотная составляющая при данной выходной мощности (250Вт), так же незначительна, имеет более упорядоченный характер и не превышает 0,2В, что является хорошим результатом.

Установка порога срабатывания защиты. Порог при котором будет происходить срабатывание защиты задается резистором RCS (R5 - в SE 2, R6 - в SE 3 и SE 4).

Данный резистор может быть как выводным, так и SMD формата 2512. RCS может быть набран из нескольких параллельно соединенных резисторов.
Номинал RCS рассчитывается по формуле: Rcs = 32 / Pном. Где, Pном - выходная мощность ИИП, при превышении которой сработает защита от перегрузки.
Пример: допустим что нам необходимо чтобы защита от перегрузки срабатывала при превышении выходной мощности 275Вт. Рассчитываем номинал резистора: Rcs=32/275=0,116 Ом. Можно использовать либо один резистор на 0,1Ом, либо два резистора по 0,22Ом включенных параллельно (что в результате даст 0,11Ом), либо три резистора по 0,33Ом, так же включенных параллельно (что в результате даст 0,11Ом).

Теперь настало время затронуть самую интересующую народ тему - расчет трансформатора для импульсного блока питания . По вашим многочисленным просьбам я наконец подробно расскажу как это сделать.

В первую очередь нам потребуется сердечник с каркасом, либо просто сердечник, если это сердечник кольцевой формы (форма R).

Сердечники и каркасы могут быть совершенно разной конфигурации, можно применять любою. Я использовал сердечник с каркасом ER35 из компьютерного блока питания. Самое важно чтобы сердечник не имел зазора, сердечники с зазором применять нельзя.

По умолчанию, сразу после запуска программы, вы увидите подобные цифры.
Начиная расчет, первое что мы сделаем - выберем форму и размеры сердечника в верхнем правом углу окна программы. В моем случае форма ER, а размеры 35/21/11.

Размеры сердечника можно измерить самостоятельно, как это сделать, легко понять из следующей иллюстрации:

Далее выбираем материал сердечника. Хорошо если вы знаете из какого материала изготовлен именно ваш сердечник, если нет, то ничего страшного, просто выбирайте вариант по умолчанию - N87 Epcos. В наших условиях, выбор материала не окажет существенного влияния на конечный результат.

Следующим шагом выбираем схему преобразователя, она у нас - полумостовая:

В следующей части программы - "напряжение питания", выбираем "переменное" и во всех трех окошках указываем 230В.

В части "характеристики преобразователя", указываем необходимое нам двухполярное выходные напряжения (напряжение одного плеча) и требуемую выходную мощность ИИП, а так же диаметр провода, которым вы хотите намотать вторичные и первичную обмотки. Кроме этого, выбирается тип используемого выпрямителя - "двухполярн. со средней точкой". Там же ставим галочку "использовать желаемые диаметры" и под "стабилизация выходов" выбираем - "нет". Выбираем тип охлаждения: активное с вентилятором или пассивное без него. В итоге у вас должно получиться что-то подобное:

Реальные значения выходных напряжений, получатся больше чем вы укажите в программе при расчете. В данном случае, при указанном в программе напряжении 2х45В, на выходе реального ИИП получится примерно 2х52В, поэтому при расчете рекомендую указывать напряжение меньше необходимого на 3-5В. Либо указывать необходимое выходное напряжения, но наматывать на один виток меньше чем указано в результатах расчета программы. Выходная мощность не должна превышать 350Вт (для 2161 SE 4). Диаметр провода для намотки, можно использовать любой какой есть у вас в наличии, необходимо измерить и указать его диаметр. Не стоит наматывать обмотки проводом с диаметром более 0,8мм, лучше наматывать обмотки используя несколько (два, три и более) тонких проводов, чем один толстый провод.

После всего этого, нажимаем на кнопку "рассчитать" и получаем результат, в моем случае получилось следующее:

Основное внимание обращаем на выделенные красном пункты. Первичная обмотка в моем случае будет состоять из 41 витка, намотанных в два провода диаметром по 0,5мм каждый. Вторичная обмотка состоит из двух половин по 14 витков, намотанных в три провода диаметром 0,5мм каждый.

После получения всех необходимых расчетных данных переходим непосредственно к намотке трансформатора.
Тут, как мне кажется, ничего сложного нет. Расскажу как это делаю я. Сначала наматывается первичная обмотка целиком. Зачищается один из концов провода (проводов) и припаивается к соответствующему выводу каркаса трансформатора. После чего начинается намотка. Наматывается первый слой после чего накладывается тонкий слой изоляции. После чего наматывается второй слой и снова накладывается тонкий слой изоляции и таким образом наматывается все необходимое число витков первичной обмотки. Наматывать обмотки лучше всего виток к витку, но можно и косо-криво или просто "абы как", заметной роли это не сыграет. После того, как нужное число витков намотано, откусывается конец провода (проводов), конец провода зачищается и припаивается к другому соответствующему выводу трансформатора. После намотки первичной обмотки, на нее накладывается толстый слой изоляции. В качестве изоляции лучше всего использовать специальную лавсановую ленту:

Такой же лентой изолируют обмотки импульсных трансформаторов компьютерных блоков питания. Эта лента хорошо проводит тепло и имеет высокую термостойкость. Из подручных материалов можно посоветовать использовать: ФУМ ленту, малярный скотч, бумажный пластырь или рукав для запекания разрезанный на длинные полосы. Использоваться для изоляции обмоток ПВХ и матерчатую изоленту, канцелярский скотч, матерчатый пластырь - категорически нельзя.

После того как первичная обмотка намотана и изолированна, переходим к намотке вторичной обмотки. Некоторые наматывают одновременно сразу две половины обмотки, а потом разделяют их, но я же мотаю половинки вторичной обмотки по очереди. Вторичная обмотка мотается таким же образом как и первичная. Сначала зачищаем и припаиваем один конец провода (проводов) к соответствующему выводу каркаса трансформатора, наматываем нужное количество витков, накладывая изоляцию после каждого слоя. Намотав нужное количество витков одной половины вторичной обмотки, зачищаем и припаиваем конец провода к соответствующему выводу каркаса и накладываем тонкий слой изоляции. Начало провода следующей половины обмотки припаиваем к тому же выводу, что и конец предыдущей половины обмотки. Наматываем в том же направлении, такое же количество витков как у предыдущей половины обмотки, накладывая изоляцию после каждого слоя. Намотав нужное количество витков, припаиваем конец провода к соответствующему выводу каркаса и накладываем тонкий слой изоляции. Накладывать толстый слой изоляции после намотки вторичной обмотки не нужно. На этом намотку можно считать оконченной.

После завершения намотки, необходимо вставить сердечник в каркас и склеивать половинки сердечника. Для склейки я использую секундный супер-клей. Слой клея должен быть минимальным чтобы не создавать зазора между частями сердечника. В случае если у вас кольцевой сердечник (форма R), то естественно ничего клеить не придется, но процесс намотки будет менее удобным, отнимет больше сил и нервов. Кроме того кольцевой сердечник менее удобен из-за того, что придется самому создавать и формовать выводы трансформатора, а также продумывать крепление готового трансформатора к печатной плате.

По завершении намотки и сборки трансформатора должно получится что-то такое:

Для удобства повествования, добавлю и сюда схему ИИП 2161 SE 4, чтобы кратко рассказать об элементной базе и возможных заменах .

Пойдем по порядку - от входа к выходу. По входу сетевое напряжение встречается с предохранителем F1, предохранитель может иметь номинал от 3,15А до 5А. Варистор RV1 должен быть рассчитан на 275В, такой варистор будет иметь маркировку 07K431, но допускается так же использовать вариаторы 10K431 или 14K431. Использовать варистор с более высоким пороговым напряжением тоже можно, но эффективность защиты и подавления помех будет заметно ниже. Конденсаторы С1 и С2 могут быть как обычные пленочные (типа CL-21 или CBB-21), так и помехоподавляющего типа (например X2) на напряжение 275В. Сдвоенный дроссель L1 выпаиваем из компьютерного блока питания или другой неисправной техники. Дроссель можно изготовить самостоятельно намотав 20-30 витков на небольшом кольцевом сердечнике, проводом с диаметром 0,5 - 0,8мм. Диодный мост VDS1 может быть любой на ток от 6 до 8А, например указанный на схеме - KBU08 (8А) или RS607 (6А). В качестве VD4 подойдет любой медленный или быстрый диод с током от 0,1 до 1А и обратным напряжением не менее 400В. R1 может состоять как из четырех полуваттных резисторов по 82кОм, так и быть одним двухваттным резистором с тем же сопротивлением. Стабилитрон VD1 должен иметь напряжение стабилизации в диапазоне 13 - 14В, допускается использовать как один стабилитрон, так и последовательное соединение двух стабилитронов с меньшим напряжения. С3 и С5 могут быть как пленочными, так и керамическими. С4 должен иметь емкость не более 47мкФ, напряжение 16-25В. Диоды VD2, VD3, VD5 обязательно должны быть очень быстрыми, например - HER108 или SF18. С6 может быть как пленочным, так и керамическим. Конденсатор С7 должен быть рассчитан на напряжение не менее 1000В. С9 может быть как пленочным, так и керамическим. Номинал R6 должен быть рассчитан под требуемую выходную мощность, об том написано выше. В качестве R6 можно использовать как SMD резисторы формата 2512, так и выводные одно- или двух- ваттные резисторы, в любом случае резистор (резисторы) устанавливаются под платой. Конденсатор С8 должен пленочным (типа CL-21 или CBB-21) и иметь допустимое рабочее напряжение не менее 400В. С10 электролитический конденсатор на напряжение не менее 400В, от его емкости зависит величина низкочастотных пульсаций на выходе ИИП. RT1 - термистор, можно купить, а можно выпаять из компьютерного блока питания, сопротивление его должно быть от 10 до 20 Ом и допустимый ток не менее 3А. В качестве транзисторов VT1 и VT2 могут использоваться как указанные на схеме IRF740, так и другие транзисторы со схожими параметрами, например - IRF840, 2SK3568, STP10NK60, STP8NK80, 8N60, 10N60. Конденсаторы С11 и С13 должны быть пленочными (типа CL-21 или CBB-21) с допустимым напряжением не менее 400В, их емкость не должна превышать указанных на схеме 0,47мкФ. С12 и С14 - керамические, высоковольтные конденсаторы на напряжение не менее 1000В. Диодный мост VDS2 состоит из четырех диодов включенных мостом. В качестве диодов VDS2 необходимо использовать очень быстрые и мощные диоды, например такие как - MUR1520 (15А, 200В), MUR1560 (15А, 600В), MUR820 (8А, 200В), MUR860 (8А, 600В), BYW29 (8А, 200В), 8ETH06 (8А, 600В), 15ETH06 (15А, 600В). Дроссели L2 и L3 выпаиваются из компьютерного блока питания или изготавливаются самостоятельно. Они могут быть намотаны как на отдельных ферритовых стержнях, так и на общем кольцевом сердечнике. Каждый из дросселей должен содержать от 5 до 30 витков (больше - лучше), проводом с диаметром 1 - 1,5мм. Конденсаторы C15, C17, C18, C20 должны быть пленочными (типа CL-21 или CBB-21) с допустимым напряжением 63В и более, емкость может быть любой, чем больше будет их емкость - тем лучше, тем сильнее подавление высокочастотных помех. Каждый из конденсаторов обозначенных на схеме как C16 и C19, состоит из двух электролитических конденсаторов по 1000мкФ 50В. В вашем случае может потребоваться использовать более высоковольтные конденсаторы.

И в качестве завершающего аккорда, покажу фотографию, которая отображает эволюцию созданных мною импульсных блоков питания. Каждый следующий ИИП меньше, мощнее и качественнее предыдущего:

На этом все! Спасибо за внимание!

Список радиоэлементов

Обозначение	Тип	Номинал	Количество	Примечание	Мой блокнот
	Импульсный Источник Питания 2161 SE 4

R1	Резистор	82 кОм	4	0,5Вт	В блокнот
R2	Резистор	4.7 Ом	1	0,25Вт	В блокнот
R3, R4	Резистор	33 Ом	2	0,25Вт	В блокнот
R5	Резистор

Возможно, будет полезно почитать: